射频功放设计步骤(思路)

本文将对射频功放电路的设计过程进行简要地介绍，以便初涉射

频功放开发的同仁参考。 第一步，制定设计方案

在进行射频功放设计时，我们首先要根据给定（或需要）的技术指标和功能指标制定设计方案。制定设计方案的主要依据是指标要求中的增益、额定输出功率、线性度（ACPR/IMD）、载波数、功耗/效率等指标。

1. 在GSM及LTE基站系统中，由于对线性度要求不是很高或者额定输出功率不是很大，且在单载波情况下工作，所以我们选择传统的射频功放设计方案——功率回退法（高功放HPA）。

构成HPA放大器一般有两种工作状态：A类及AB类工作状态。A类放大器具有良好的线性放大性能，其三阶交调产物与输出功率的变化关系是：输出信号功率减小3dB（即减小一半功率），则三阶交调产物改善6dB。一般来讲，A类放大器在1dB压缩点输出时，三阶交调系数约为－23.7dB (通常取－20dB)。为了达到一定的线性，并考虑到工程问题，A类放大器需回退15dB，此时放大器的三阶交调抑制可以达到－45～－50dBc。然而使用A类放大器的最大缺点是效率低及成本较高。这是因为A类放大器在它的1dB压缩点输出功率时，其效率只有10％。比如，完成一个30W平均输出功率的HPA，就需要至少有300W的耗电，并且工作电流随输出功率变化的值不大。若

考虑回退12dB，则需要有480W平均功率输出，需耗电4.8kW。为了达到30W的输出功率需要用较多的功率管。这样就加大了HPA的成本和体积，增大了研制成本和难度。为了避免这个问题，建议在小功率放大器(平均功率输出5W)设计中使用A类放大器；在中大功率放大器(平均功率输出>5W)设计中使用AB类放大器。

AB类放大器的特点是效率高、成本低。由于单管的输出功率高，仅需少量的功率管即可做到较高的输出功率，所以成本较低，且散热和结构设计可以简单化。目前用在AB类的管子主要选LDMOS管，AB类放大器用最大包络功率PEP来描述其功率容量，类似A类的1dB压缩点。偏置在AB类的LDMOS放大器，在PEP处的互调抑制为28dBc，回退3dB时互调抑制接近40dBc，继续回退，改善不大。回退10dB时效率约为15%。

总之功率回退法的优点是简单、易实现，缺点是受功率管P1dB

限制。

A类放大器的三阶交调系数IMD3、三阶交截点IP3及输出功率Pout的关系见公式1

IMD3(dBc)=2 IP3 (dBm)-Pout(dBm) 公式1

A类放大器的1dB压缩点P1dB与其三阶交截点IP3的关系曲线图见图1、图3。

1dB压缩点P1dB定义：当输入功率较低时，输出功率与输入功率成比例关系。当输入功率超过一定的量值之后，晶体管的增益开始下降，最终结果是输出功率达到饱和。当放大器的增益偏离常数或比其

小信号(或此前)增益降低1dB时，此点就被称为1dB压缩点。

1dB压缩点用来衡量放大器的功率容量。

图1 A类放大器的1dB压缩点P1dB曲线

三阶交调系数IMD3定义： 如图2所示，输入信号Pin(f1)和Pin(f2)通过放大器除了产生输出信号Pout(f1)和Pout(f2)之外，还产生了新的无用频率Pout(2f1-f2)和Pout(2f2-f1)，输出端口有用功率和无用功率之差被定义为交调失真。

IMD3(dBc)= Pout(f2)(dBm)- Pout(2f2-f1)(dBm) 公式2

PinPoutf1 f2IMD3f1 f2f2f1-f2 2f2-f1f

图2：放大器交调失真频谱示意图

三阶交截点IP3定义：在线性放大区，输出功率P01随着输入功率按比例增加，而3阶产物P03却与输入功率的幂次成正比。延伸P01和P03的线性区可得一个交叉点，该点我们就称谓三阶交截点。

三阶交截点是量化放大管交调失真特性的唯一参数。

图3 A类放大器的1dB压缩点P1dB与其三阶交截点IP3的关系曲线

AB类放大器不适用于上述两个曲线，具体可参考所选定的功率管厂家给出的IMD或ACPR曲线。

2. 在CDMA及LTE基站系统中，由于CDMA技术是随机包络的宽带信号，交调失真的影响产生频谱再生效应，所以对线性度要求很高，加之额定输出功率较大，且在多载波情况下工作，因此我们选择前馈法或自适应预失真的设计方案进行射频功放的设计，至于选用哪一种方案，设计人员应根据实际情况来确定。

下面将前馈及预失真技术的优缺点做一简单比较

表1 前馈及预失真技术比较

线路技术 前馈 矫正能力 20~30dB 带宽 >25MHz 缺点 相对成本 线路结构复高 杂，改善量受制于控制电路对两个环路的增益及相位的处理能力，受制于G、 5~10MHz 简单，微波矫正能力有低 段和中频段限 均能实现 10~15 MHz 微波段和中较复杂 中 频段均能实现 优点 改善线性最好，带宽最宽 模拟预失3~7dB 真 自适应数字10~20dB 预失真 A. 前馈放大器原理框图如下

PinC1G/调节主放大器延迟D1（移相）PoutC2C4环路2：交调对消环路1：载波对消延迟D2（移相）C3G/调节误差放大器 图4 前馈放大器原理框图

在图4中，由耦合器C1、C2、C3、移相电路D2及主放大器组成环路1，其作用是为了消除放大器的载频信号功率，提取误差信号；

由耦合器C2、C3、C4，移相电路D1及误差放大器组成的环路2是为了消除主放大器非线性产生的交调分量，改善功放的线性度。

前馈技术交调改善公式：

ΔIM=-10log|1+10ΔG/10-2×10ΔG/20cosΔΦ| 公式3 式中：ΔIM=交调改善值，单位为dB ΔG=抵消输入幅度误差，单位为dB ΔΦ=相位误差，单位为度

当ΔG≤0.25dB、ΔΦ≤2º时，改善效果理论上可以达到30dB。另外前馈方案对每对对消通道在工作频带内的增益平坦度和相位平坦度的要求是比较严的，而增益和相位容易受到温度、电压、功率等因素的影响，实际的改善效果与理论值会有一定的差距。

05年以前功放产品基本上是用功率回退法（高功放HPA）和前馈法来设计的LPA系列。

B. 预失真技术

预失真技术是利用非线性发生器产生一个失真信号，耦合到功率放大器的输入端，抵消功率放大器的非线性失真，其框图如图5所示。模拟预失真技术在功放中采用较多(优缺点见表1)；数字预失真是近几年迅速发展起来的一项射频功率放大器线性化技术，目前研究的版本很多，总的思路是利用特定的预失真算法，通过数字信号处理，对输入的信号实现包络调制，而这种包络调制的特性是与功率放大器的非线性特性相反的，所以可以有效抑制功率放大器的非线性特性，从而达到改善功放线性指标的目的，目前已部分商用化。

DPD项目组就是干这个事情的。 预失真技术原理框图如下：

Pout非线性发生器NGPin前向取样图5 预失真技术原理框图

123功率放大器PA负载

图6 预失真技术原理示意图

从图6也可以看出，预失真技术就是产生一个与放大器非线性失真特性相反的预失真信号，具体的说，就是幅度相同，相位相反的信号。利用线1所示的预失真器产生的非线性特性曲线修正线3所示的功放的非线性特性曲线，就得到了线2所示的系统的线性特性曲线。

简单举例：一种模拟预失真电路框图如图7所示。它首先将输入信号一分为二，其中一路通过3 dB电桥再将信号一分为二，然后该两路信号通过次序相反但增益相同的放大与衰减，最后通过3 dB电桥将经过放大与衰减的两路信号合成，得到一个失真信号；另一路信号通过延时线到达合路器，失真信号与延迟的信号再经过移相和衰减，就得到了一个线性有所改善的信号。

I N功放OUT幅度调整相位调整预失真产生图7 一种模拟预失真方法原理示意图

3. 高效率功放——Doherty功放

为了提高功放乃至基站的寿命和可靠性，减少功耗，目前的功

放都要求有高的效率，这样就产生了一种高效率的功放——Doherty功放，其原理图如下：

I N有栅极偏置OUT无栅极偏置 图8 Doherty功放原理框图

从图中可以知道，有栅极偏置的一路功率管工作至少在AB类状态，无栅极偏置的一路功率管工作在C类状态。其工作原理是当

信号比较小时，无栅极偏置的一路功率管不工作，此时只有有栅极偏置的一路功率管工作，这样在小信号时由于只有一路功率管工作，达到了提高效率的目的；当信号比较大时（也就是说当大功率工作时），无栅极偏置的一路功率管，因激励级输出的功率大到足以激励该路功率管工作，由于该路功率管无栅极偏置，也就是说没有偏置电流的流耗，这样在大信号工作时，同样达到了提高效率的目的。

以DPA-17——120W功放为例，我们看看是怎样提高效率的。

末级4个放大管放大模块RFinRFoutPout =50.8dBm/120W图9 DPA-17Doherty功放末级原理框图

如果末级4个放大管子都工作在AB类状态，则静态电流为3.25A；如果末级4个放大管子2个工作在AB类状态、2个工作在C类状态（即Doherty状态），则静态电流为2A，实测当Doherty状态输出120W功率时的电流为8.5A，其效率为29.7%（不包括预失真模块的功耗），如果不用Doherty技术，输出120W功率时的电流为9.75A，其效率为25.9%（但此时线性指标不满足要求）。可见利用

Doherty技术节约了59.375W的功耗，效率提高了近4个百分点（未扣除预失真模块的功耗）。

相同线性指标时的效率比较

表2 效率比较

相同线性指标ACPR DPA-3为例 DPA-17为例 DPA-17为例 效率（%） 17 29.7 27.14 备注 没采用Doherty技术+预失真模块 采用Doherty技术+预失真模块 采用Doherty技术+预失真模块，（扣除预失真模块的功耗48*0.8=38.4W） 由上表可以看出，采用Doherty技术+预失真模块，可以使功放的效率提高10个百分点，从倍率关系上看27.14/17=1.596，效率是近1.6倍。

在DPA-17中加预失真模块后ACPR改善18 dBc左右。 06年以后我们所里的功放产品基本上是用功率回退法（高功放HPA）和采用Doherty技术+预失真模块来设计的。

第二步，选择与确定具体线路形式及关键器件

设计方案确定后，就可以根据设计方案选择具体线路形式及关键器件，包括射频放大链路形式选择与控制电路形式选择。

1. 射频放大链路形式与关键器件选择及确定

A. 射频放大链路的形式主要依据整机分配给链路的增益、额定

输出功率、增益平坦度、线性度（ACPR/IMD）、功耗/效率等指标来确定。其原理框图形式如图10所示：

射频放大链路一般由输入分路、输入取样、压控衰减、多级放大、输出环行器保护、前向取样、反向取样、输出采样等基本电路组成。 其中放大级数取决于链路增益及所选放大器件的增益；前向取样、反向取样、输出采样电路通常采用微带线形式的定向耦合器来完成。

第一级放大 RF IN衰减器中间级放大输入取样温度传感器温度传感器前向取样反向取样采样输出末前级放大末级放大环行器RF OUT图10 射频链路的形式框图

B. 功率管的选择原则

依据整机分配给射频放大链路的增益、额定输出功率、增益平坦度、线性度（ACPR/IMD）、功耗/效率等指标，并结合给定的射频放大器的工作频段，选择合适的各级功率管。一般先选定末级功率管，然后再依次逐级选定前面各级功率管，选管的原则是前一级的主要指标（如ACPR）不能引起后一级指标的恶化。

C. 级联放大器的三阶交调系数与各级IMD3关系

大多数射频功放是由两极或多级放大器组成，级联放大器的IMD3主要取决于末级放大器的IMD3，因为在设计驱动级时一般将其交调失真设计得很低。各放大级的IMD3对整个级联放大器的IMD3的影响可用下面的公式来表示。

IMD3= 20log(10d1/20+10d2/20+…10dn/20) 公式4 式中IMD3为级联放大器的三阶交调系数，d1、d2、dn为各放大级的三阶交调系数。

由公式3可知两级放大器的IMD3为

IMD3= 20log(10d1/20+10d2/20) =d2+20log[1+10(d1- d2)/20] 公式5 假设两级放大器的三阶交调系数之差的绝对值为A，即A= d1-d2，则驱动级的IMD3对末级的IMD3的影响值B(末级交调恶化值)可用下面的公式6来表示：

B=20log[1+10-A/20] 公式6

公式6可转化为图11的曲线来表示

B末级交调恶化值 (dB) 10 9 8 7 6 5 4 3 2 1 0 0 3 6 9 12 15 18 21 24 27 30 A驱动级高出末级交调值(dB)

图11 级联放大器中驱动级交调系数对末级交调系数的影响曲线

同样由公式6可得到不同A值时的恶化值B，表3所示：

表3 A 、B对应值

A驱动级优于末级的IMD3(dB) B末级交调恶化值(dB) 0 5 10 15 20 6 3.9 2.4 1.4 0.8 由图11和表3可以看出，驱动级优于末级的IMD3越大，则级联放大器的交调系数恶化值越小。上述图表对我们选择级联放大器的驱动级管子具有很大的参考价值。

D. 仿真

选择完功率管后，结合所选的板材对各级放大器的输入、输出匹配电路进行仿真，以验证所选功率管与板材的可行性。 E. 常用功率管厂家 1) 中小功率管厂家

AD、MINI、WJ、Stanford等公司； 2) 中大功率管厂家

Motorola（现在叫Freescale）、XEMOD、PHLIPS、ERISSON、FUJITSU等公司。

F. 几种功率管比较（来源几年前的资料）

表4

功率管类型 G/1GHz(dB) IMD/AB(dBc) P1dB (W) 双极型 LDMOS GaAs FET 10 14 16 -30 -40 150 90 价格$/W 0.50 0.70 2.10 -45 (A类回退30 10 dB) 双极型晶体管由两个背靠背PN结构成的具有电流放大作用的晶体三极管。起源于1948年发明的点接触晶体三极管，50年代初发展成结型三极管即现在所称的双极型晶体管。双极型晶体管有两种基本结构：PNP型和NPN型。双极型晶体管是一种电流控制器件，电子和空穴同时参与导电。同场效应晶体管相比，双极型晶体管开关速度快，但输入阻抗小，功耗大。

由于LDMOS管子的高增益、高效率和良好的线性特性，以及其较好的性价比，目前在中大功率的射频放大器中LDMOS管被广泛地应用。

区别：LDMOS是一种工艺，而GaAs FET是一种材料，GaAs FET功率做不大。

2. 控制电路的确定

射频功放中的控制电路一般有两种类型：一种是常用的保护功能的控制电路；一种是消除非线性指标的控制电路。

A．保护功能的控制电路

功放中功率管的价钱都是很贵的，为了在异常情况下功放不被损坏，我们要采取以下措施对功放进行保护：

1) 功率告警保护 2) 过温告警保护 3) 驻波告警保护 4) 器件失效告警保护 5) 过激励保护 6) 过流保护

该部分电路只需要用单片机和运放器将功放的输入取样、前向取样、反向取样、输出采样、温度取样、电流取样等各种采样信号进行A/D、D/A转换，并将采样信号放大，进而用来控制功放的工作状态，以达到保护功放的目的。

B．消除非线性指标的控制电路

在前馈功放和自适应预失真功放的设计中，为了消除非线性产生的交调分量，需要对各采样点的信号（相位与幅度）信息进行处理，这样就需要信号处理电路中的DSP芯片将各采样信号的信息通过与其内部的算法相结合，获得最佳的控制各环路幅度和相位的控制电压参数，通过控制移相器和衰减器来不断的调整抵消环中的幅度和相位，从而使得功放的线性指标达到要求。

第三步，进行专题实验或一板实验

具体线路形式及关键器件确定之后，在仿真的基础上，进行PCB

设计，同时需要结构实验件的要进行配套结构件的设计，通过实验来验证设计方案的可行性，进而转入下一步的详细设计阶段。

第四步，结构设计及PCB详细设计

在各单元板专题实验的基础上，进行各单元板的详细设计，包括各输入/输出接口的具体位置、安装位置等，同时结构设计根据总体结构尺寸及各单元板的尺寸进行结构件的详细设计，设计时要根据总体积、总功耗及给定的风流量进行热设计仿真与分析，进行电磁屏蔽的分析设计，使得结构设计在散热及电磁屏蔽方面达到要求。

第五步，进行可生产性、可测试性的设计与分析

在进行结构设计及PCB详细设计的同时，就要考虑可生产性、可测试性的设计。此时可让生产线工艺人员先期介入，对我们的设计进行可生产性、可测试性的指导，使得在设计初期就把可生产性、可测试性的问题解决好，这样在二板设计中就避免了大的改动，尽量避免三板设计的发生，节省人力、财力和时间，缩短研发周期，及时量产，抢占市场。

总之，射频功放的设计步骤可以归纳为，首先要根据给定（或需要）的技术指标和功能指标制定设计方案；然后根据设计方案选择具体线路形式及关键器件；具体线路形式及关键器件确定之后，在仿真的基础上，进行PCB设计(包括结构实验件的设计)；在各单元板专题实验的基础上，进行各单元板的详细设计与结构件的详细设计(包括热设计与电磁屏蔽，可生产性、可测试性的设计)；根据一板调试情况，结合高低温摸底结果，进行二板改进设计，争取在二板中解决所

有问题，尽量避免三板设计的发生。

参考文献：

1.

Design considerations for multicarrier CDMA Base Station Power Amplifiers; 2. 3.

GSM Base Station Power Amplifiers Module Linearity; RF transmitting transistor and Power amplifier fundamentals.